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INTERSIL [Intersil Corporation]
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MOTOROLA [Motorola, Inc]
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ONSEMI [ON Semiconductor]
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SWITCHMODE Power Rectifiers
ONSEMI
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π/3)t0t－v0sinθ4 三电平spwm的仿真研究为了研究载波调制的谐波消除效果，采用电力电子专用仿真软件psim对图1所示的三电平变换器进行了仿真研究。仿真参数设置载波的频率fc=10khz，调制正弦波的频率fm=50hz，幅度调制比为ma=0.9。相电压、线电压的仿真波形如图5（a）所示。从仿真结果不难看出三电平的谐波主要集中在载波频率的倍数的位置，如图5（b）所示，而低次谐波很小。图55 实验模型和实验结果实验模型的主电路采用12个irf840开关管，6个钳位和12个反向恢复的二极管mur860。实验的控制部分主要是基于实验室开发的双dsp数字控制平台。电路的输入的直流电压300v，负载为2.2kw的电动机。开关频率fc=10khz，ma=0.9。图6(a)是相电压波形，图6(b)是相电压的fft分析。图7(a)是线电压波形，图7(b)是线电压波形的fft分析波形。图66 结语上述仿真和实验结果表明，spwm方法的谐波主要集中在高频部分，因此，对它进行滤波器的设计比较容易实现。三电平变换器在高性能中高电压的变频调速，有源电力滤波装置和电力系统无功补偿等领域有着广泛的应用前景。dsplf
mf)。通过适当选择频率调制比、幅度调制比和相移角，则开关次数可以减少35％。4 仿真研究为了研究sfopwm方法注入的零序分量特点和sfopwm方法的特性，建立了主电路结构同图1的仿真模型。图3是幅度调制比ma=0.9和1.1时候的调制波和注入的零序分量。从图3可以看出，sfopwm方法的调制波是3次三角波，其幅值与调制比ma有关系。图4是开关频率fc=10khz时输出的相电压、线电压波形。5 实验结果为了验证仿真结果和sfopwm的特点，建立了实验模型，其中开关管采用irf840，二极管采用mur860，开关频率为10khz。图5是幅度调制输出的相电压、线电压波形，图6是经过简单lc滤波后的波形（其中滤波电感l=1mh，滤波电容c=1μf）。6 结语开关频率最优化（sfopwm）方法由于注入零序的三次三角波，调制比最大可以达到1.15；另外通过适当选择载波和调制波之间的相移可以减少开关次数，从而减少开关损耗。实验和仿真结果都验证了sfopwm方法的特点。中点箝位型三电平特殊结构，为pwm控制方法提供了更多的自由度，sfopwm方法只是其中之一，研究这些自由度可以获得工作特性更好的pwm方法。
变变换器的工作特性。该变换器的直流增益q为式中：vo′、io′分别是输出电压、电流折算到原边的值。由式(1)可见，该变换器的直流增益是谐振电感lr上平均电压降△v(=4lrfsio′)和占空比d的函数。输出特性可由图4表示。4 实验结果为了验证以上的分析，制作了一台直流输入300~450v，输出54v／6a的不对称半桥实验样机，它的规格和主要参数为：输入电压 300~450v；输出电压 50v；输出电流 0~6a；工作频率 100khz；主开关s1和s2 irf840；箝位二极管dg1和dg2 mur860；整流二极管dr1和dr2 30cp0150；谐振电感lr 40μh；变压器的参数 n=50：20：20，lm=1.2mh，ls=162μh。图5(a)是s1正常工作时的vgs1和vds1波形，s2正常工作时的vgs2和vds2波形和图5(a)类似，它们都是在电压为零时开通。图5(b)是s1一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图，图5(c)是s2一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图。由这两图可见s1和s2所有的换流都发生在电压过零时。s2的暂态过程较多，开通过程也更复杂些，所以图5(c)中
因此，这种基于高频交流母线技术的供电系统就不需要设计专用耐高压的变压器。采用交流母线传输功率和隔离的方案，由于原边匝数只有一匝，激磁电感比较小，如式（9）所示。为了提高传输效率，宜采用磁导率（μr）高，截面积（ae）大的磁芯。文献[5]中详细讨论了这种电源传输效率和磁芯材料等参数的关系。4 仿真研究和实验研究为了研究这种基于电流母线技术的dps供电系统的特性，用psim仿真和实验研究了该供电系统特性。仿真和实验参数设置如下：l1=2.2mh，c1=470μf；主功率管采用irf840；二极管采用mur860；二次线性稳压在10v；环形变压器的副边匝数ns=3匝；buck电路开关频率fbuck=200khz；全桥逆变器的开关频率f=100khz；电流母线穿过24只磁环，二次每路的输出功率为5w。由上面的式（1）～式（8）可以大概地估计一下电路中的参数：il=1.5a （10）d=120/300=0.4 (11)图6是逆变器输出的电压波形和电流仿真波形。图7为buck电路的驱动实验波形，从图7不难看出buck变换器的占空比近似为0.4。图8为全桥逆变电路的驱动实验波形。图9为交流母线电流实
合理选择小矢量p，n状态可以平衡中点电位。假设中点电流抽出的时候为正，则当vdc1－vdc2>h，io<0或vdc1－vdc2<h，io>0时，合成参考电压矢量的小矢量选p状态；当vdc1－vdc2>h，io>0或vdc1－vdc2<h，io<0时，合成参考电压矢量的小矢量选n状态（其中h为滞环的宽度）。4 实验结果为了研究滞环控制方法的特点，建立了主电路如图1的变换器，负载为2.2kw异步电动机，开关管采用irf840,反并二极管和箝位二极管采用mur860。图7为通常svpwm方法直流侧两电容电压的波形；图8为滞环控制svpwm方法的中点电位波形；图9为滞环控制svpwm方法输出线电压波形。5 结语中点箝位型的三电平变换器，虽然存在中点电位的不平衡问题，但是，通过适当的方法，中点电位的不平衡问题可以很好地得到抑制。因此，中点电位的不平衡问题不会影响这种拓扑结构的应用。滞环控制的svpwm方法，控制简单，平衡中点电位的效果好，是目前广泛采用的一种控制方法。 来源:零八我的爱
产品型号:MUR860G
峰值反向电压VRRM(V):600
最大平均正向电流IO(A):8
最大全周期正向压降VF(V):1.500
最大非重复浪涌电流IFSM(A):100
最大反向电流IR(mA):0.500
封装/温度(℃):TO-220AC/-65~175
价格/1片(套):￥4.50
极快整流二极管,8.0A/600V
流折算到原边的值。 由式(1)可见，该变换器的直流增益是谐振电感lr上平均电压降△v(=4lrfsio′)和占空比d的函数。输出特性可由图4表示。 4 实验结果 为了验证以上的分析，制作了一台直流输入300~450v，输出54v／6a的不对称半桥实验样机，它的规格和主要参数为： 输入电压 300~450v； 输出电压 50v； 输出电流 0~6a； 工作频率 100khz； 主开关s1和s2 irf840； 箝位二极管dg1和dg2 mur860； 整流二极管dr1和dr2 30cp0150； 谐振电感lr 40μh； 变压器的参数 n=50：20：20，lm=1.2mh，ls=162μh。 图5(a)是s1正常工作时的vgs1和vds1波形，s2正常工作时的vgs2和vds2波形和图5(a)类似，它们都是在电压为零时开通。图5(b)是s1一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图，图5(c)是s2一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图。由这两图可见s1和s2所有的换流都发生在电压过零时。s2的暂态过程较多，
节多一些，有的人虽试过连装几台都是反相放大的。甚至有的人在音量电位器前加装胆缓冲或运放缓冲。4、电源滤波电容容量问题。视自己的喜欢而定，有1000u的，也有用10000u的。5、有改为直流放大线路的（即取消隔直电容），有仍使用原装的交流放大结构的。6、其它有关老外装制中的信息：一是有的装成合并式，有的装成纯后级式然后配前置，不过按原装的合并式的为多。二是电源变压器每声道多数配150w以上（或两声道300w），使用分离双绕组的占多数，一般取交流双22v。三是多使用高速整流二极管（大多推荐摩托罗拉的mur860）构成双桥式电源——因此需变压器有分离双绕组。四是滤波电解大多选用高品质的，比如black gate、乐声的fk、enla的silmic等。五是耦合电容有使用薄膜电容，也有用高品质电解的（原装机的小电解是用nichicon的muse）。六是接线多选用单支硬线。7、有不少人是搭棚制作的。
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